一种不对称半桥正反激DC/DC变换器
An Asymmetric Half Bridge Forward-Flyback Hybrid DC/DC Converter

作者: 张 涛 , 苏建徽 , 于 翔 , 郭仕林 :合肥工业大学电气与自动化工程学院,安徽 合肥;教育部光伏系统工程研究中心,安徽 合肥;

关键词: 不对称半桥正反激开关应力软开关变换器Asymmetric Half Bridge Forward-Flyback Switch Stress Soft Switch Converter

摘要:
基于已有的有源钳位正反激DC/DC变换器,本文提出了一种新颖的不对称半桥正反激DC/DC变换器。将不对称半桥结构应用到有源嵌位正反激DC/DC变换器,继承了有源嵌位正反激DC/DC变换器高效率、高功率密度的特点,并将开关管电压应力大大减小。文章详细论述了该变换器的工作原理,给出了关键时序波形,并着重分析了稳态下的基本数量关系和软开关实现条件。在理论分析的基础上,使用saber进行仿真分析并制作了80 W实验样机,验证了该变换器理论分析的正确性。

Abstract: Based on the existed active clamp forward-flyback hybrid DC/DC, a new asymmetric half bridge forward-flyback hybrid DC/DC converter is proposed in the paper. The asymmetrical half bridge structure is applied to active clamp forward-flyback converter, which inherits the characteristics of the active clamp forward-flyback converter with high efficiency and high power density, and the voltage stress of the switch is greatly reduced. In this paper, the operating principle of the converter is discussed in detail; the key time sequence is given; and realization conditions of soft switching and basic quantitative relationship in steady state are analyzed emphatically. Based on the theoretical analysis, saber is used to do simulation analysis and make an 80 W experimental prototype to validate the validity of theoretical analysis.

1. 引言

有源嵌位正反激变换器高压侧绕组串联、低压侧绕组通过整流二极管并联的结构,让其具有高效率、高功率密度、输出纹波小、利用自身拓扑结构易实现软开关的特点。因此,有源嵌位正反激变换器被广泛应用于锂电池充电,电动汽车,航空电源等领域。文献 [1] [2] [3] 详细的分析了该变换器的工作原理。但是,实际工作中由于变换器自身结构的原因,主开关管和嵌位电容的电压应力总是很高,大大影响了其在高电压输入场合的应用。

基于此,本文提出一种不对称半桥正反激DC/DC变换器,将不对称半桥结构与有源嵌位正反激变换器结合起来,继承了有源嵌位正反激变换器的原有优点,减小了主开关管电压应力,因此在相同的输入电压等级下可以选用耐压低、导通电阻小的MOSFET,进一步提高变换器效率,不对称半桥正反激DC/DC变换器也更加适合高压输入场合 [4] [5] [6] [7] 。

2. 变换器工作原理

2.1. 变换器结构

不对称半桥正反激DC/DC变换器电路结构由不对称半桥结构、正反激变压器组和副边并联半波整流构成(见图1)。图中:Q1、Q2为主功率开关管,C2为隔直电容,NP1和NS1分别为正激变压器T1的原边和副边绕组,NP2和NS2分别为反激变压器T2的原边和副边绕组。原边绕组NP1、NP2串联,副边绕组NS1、NS2通过整流二极管D1和D2并联连接到负载,此结构减小整流二极管的电流应力的同时还可以减小输出的电流纹波,有利于减小输出滤波器的体积。高压侧的不对称半桥结构减小了功率开关管的电压应力,隔直电容C1所承受电压也较低。

2.2. 变换器工作原理

所提变换器的等效电路和工作波形如图2所示。Lm1、Lm2分别为正激变压器和反激变压器的励磁电感,Lk为两变压器的等效漏感,正激变压器匝比n1 = NP1/NS1,反激变压器匝比n2 = NP2/NS2,开关管Q1的反并二极管和输出电容分别为DQ1和CQ1,开关管Q2的反并二极管和输出电容分别为DQ2和CQ2

开关管Q1和Q2采用固定死区互补导通的控制方式,变换器工作在稳定状态下共8个工作模态。分析前做以下假设:1) 隔直电容C1与励磁电感及漏感的谐振频率远小于开关频率;2) 隔直电容C1远大于开关管输出电容CQ1和CQ2,稳态下可视为恒压源。

Figure 1. AHB forward-flyback hybrid converter

图1. 不对称半桥正反激DC/DC变换器

(a) 等效线路 (b) 工作波形

Figure 2. Equivalent circuit and key waveforms of the converter

图2. 等效电路和工作波形

1) 模态1 [t0-t1]:Q1处于开通状态,变压器原边电流线性上升。正激变压器T1向负载传输能量,D1导通,变压器T1原边电压被负载侧电压嵌位;反激变压器原边绕组做电感,D2关断,原边电流ip与励磁电流im2相等且线性上升,反激变压器储存能量。

2) 模态2 [t1-t2]:Q1关断,原边电流ip给CQ2放电,同时对CQ1充电,Uds1上升,Uds2持续下降。D1导通,D2保持关断。当Uds2下降到Uc1时,Uds1上升到Uin-Uc1,D2开始导通,D1和D2开始换流。寄生电容CQ1的存在可实现Q1的零电压关断。

3) 模态3 [t2-t3]:D1和D2都导通,两变压器原边电压都被负载侧电压嵌位。变压器漏感Lk与CQ1和CQ2谐振,Lk继续给谐振CQ2放电,给谐振CQ1充电。当Uds2下降到0 V,Uds1上升到Uin并被嵌位,Q2的体二极管DQ2开始导通续流。D1关断,D2开始持续导通。

4) 模态4 [t3-t4]:DQ2在此阶段持续导通,此时开通Q2可实现开关管零电压开通。

5) 模态5 [t4-t5]:Q2处于开通状态,反激变压器T2向负载传输能量,T2原边电压被输出电压嵌位。正激变压器T1原边承受反压,其值为Uc2-n2Uo,T1在这个电压的作用下磁芯复位。原边电流ip与T1的励磁电流im1相等,并且在C1反压的作用下减小然后反向。

6) 模态6 [t5-t6]:Q2关断,原边电流ip给CQ1放电,同时对CQ2充电。Uds2上升,Uds1持续下降。D2导通,D1保持关断。Uds1下降到Uin-Uc1,Uds2上升到Uc1时,D1开始导通,D1和D2开始换流。寄生电容CQ2的存在可实现Q2的零电压关断。

7) 模态7 [t6-t7]:D1和D2都导通,两变压器原边电压再次被负载侧电压嵌位。漏感Lk与CQ1和CQ2谐振,漏感Lk继续给CQ1谐振放电,给CQ2谐振充电。当Uds1下降到0,Uds2上升到Uin并被嵌位,Q1的体二极管DQ1开始导通续流。D2关断,D1开始持续导通。

8) 模态8 [t7-t8]:DQ1在此阶段持续导通,此时开通Q1可实现开关管零电压开通。

3. 稳态特性分析

3.1. 基本数量关系

利由上述模态分析可知,模态1和模态5是变换器工作的主要模态,其他模态相对于这两个模态非常短暂,在分析基本数量关系是可忽略。定义开关周期为TS,开关管Q1导通的占空比为D。

1) 隔直电容电压

由变压器原边侧的伏秒平衡可以得到:

( U in U cl ) D T S = U cl ( 1 D ) T S (1)

由式(1)得:

U cl = D T in (2)

由于隔直电容C1远大于开关管寄生电容CQ1和CQ2,所以在整个开关周期内Uc1基本保持不变。

2) 输入输出关系

在模态1中反激变压器T2的励磁,模态5中反激变压器T2的去磁。根据反激变压器T2的伏秒平衡可以得到:

( U in U cl n 1 U o ) D T S = n 2 U o ( 1 D ) T S (3)

结合式(2)可以得到:

U o = D ( 1 D ) [ n 1 D + n 2 ( 1 D ) ] U in (4)

为了简化分析,可假设两变压器匝比相同都为n。此时有:

U o = D ( 1 D ) n U in (5)

3) 器件应力分析

变换器高压侧采用不对称半桥结构,容易的到开关管Q1和Q2的电压应力为:

U ds1 = U ds2 = U in (6)

由有源钳位正反激DC/DC变换器拓扑结构不难看出,其功率开关管的电压应力为:

U ds1 = U ds2 = U in 1 D (7)

开关管Q1导通时,正激变压器传输功率,D1导通D2关断承受反压。为简化分析,假设两变压器匝比相同都为n。由式(2) (5)可得到D2承受的反向电压为:

U d2 = 1 D n U in = U o D (8)

同理开关管Q2导通时D1承受的反压为:

U d1 = D n U in = U o 1 D (9)

3.2. 软开关条件

由上述模态分析可以得知,开关管并联结电容在关断时起到缓冲作用,可有助于实现开关管零电压关断。开关管关断速度越快,并联结电容越大,零电压关断效果越好,关断损耗越小 [7] [8] [9] 。

在模态4和模态8中开通开关管可实现开关管的零电压开通,接下来以开关管Q2为例分析其实现的条件。

开关管Q2在开通前,其输出电容CQ2经过两个过程的放电。模态2中原边电流ip与反激励磁电流im2相等,对CQ2放电。由于励磁电感值较大,开关管输出电容值较小,所以在ip不是很小的情况下可认为是瞬间完成,且ip的值基本不变。模态3中输出侧换流开始,两变压器原边均可等效为电压源,漏感Lk给CQ2谐振放电,由于Lk值较小,此阶段流过Lk的电流即原边电流ip会快速减小为正激励磁电流的大小。所以实现开关管Q2零电压开通,ip必须满足在死区时间内能将CQ2的电全部放完且在死区结束前ip还未过零。

分析电路的瞬态响应,一个周期内原边电流ip在如图2中等效电路所示的正方向下的最大值为:

i p max = ( 1 D ) U in n U o 2 L m 2 D T S (10)

式(11)可知,输入电压Uin,反激励磁电感Lm2会影响到原边电流ip的大小。

综上,Uin越大,Lm2越小越有利于实现开关管Q2零电压开通。再者合理调节死区时间,要求在死区时间内能将CQ2的电全部放完且在死区结束前ip未过零。

4. 仿真分析

利用电源仿真软件saber对上述不对称半桥正反激DC/DC进行仿真验证,搭建如图2所示的仿真电路,采用固定死区互补导通的控制方式。仿真分析主要用于验证模态分析和基本数量关系的正确性,具体仿真参数如表1所示。

为了使仿真分析好理解,将正反激变压器的励磁电感值和匝比均设置为相同,表1所述变压器漏感为两变压器的等效漏感。

图3图4仿真结果可以验证上述基本数量关系推导的正确性。

在仿真图5中可以看出正激和反激变压器中均含有直流偏磁。从电路结构分析,一个开关周期内流过隔直电容C1的电流符合安秒平衡,正激变压器的励磁电流等于电容C1电流减去一个直流量,反激变

Table 1. Simulation parameters of the circuit

表1. 仿真参数

Figure 3. Input-output relation and isolated capacitor voltage

图3. 输入输出关系与隔直电容电压

Figure 4. Voltage stress of switch tube

图4. 开关管电压应力

Figure 5. The current of transformer excitation inductance

图5. 变压器励磁电感电流

Figure 6. Soft switching waveform of switch tube Q2

图6. 开关管Q2软开关实现波形

压器电流相当于电容C1电流叠加一个直流量。这个直流量为负载电流折算到变压器原边的值。

由此可见,负载越重这个直流偏置越大,变压器的直流偏磁情况越严重。

图6反映了开关管Q2在稳态情况下的软开关过程,与上文分析的对CQ2两段放电的情况一致。

5. 实验验证

为验证理论分析的正确性,搭建了不对称半桥正反激DC/DC变换器样机,样机的参数如下:输入电压Uin = 220 V;输出电压Uo = 5 V;最大输出功率Po = 80 W;工作频率fs = 200 kHz;半桥开关管Q1与Q2均使用STW26NM60;变压器磁芯骨架为PQ2020;输出侧整流二极管D1和D2使用VB40100C;隔直电容C1 = 4 µF;输出滤波电容C2 = 470 µF。

由于较大的漏感和较小的励磁电感更有利于变换器软开关的实现,且有上述分析两变压器都存在直流偏磁,变压器需开一定大小的气隙,防止饱和,减小励磁电感增大漏感。正激变压器的励磁电感Lm1 = 110 µH,匝比n1 = NP1/NS1 = 20:2;反激变压器的励磁电感Lm2 = 109 µH,变压器匝比n2 = NP1/NP2 = 20:2;正反激变压器的等效漏感Lk = 7.1 µH。

图7所示为不对称半桥正反激变换器样机的输入输出电压波形。可以看出,实验占空比45%时,变换器完成了从输入220 V到输出5 V的电压变换,实验结果与计算相符。

图8图9为不对称半桥正反激变化器样机软开关波形。由图8可以看出,变换器利用自身拓扑结构特点能很好的实现软开关;图9则反映了原边电流ip实现下管软开关的过程。与上述分析相符,验证了模态分析和理论推导的正确性。

最后给出不对称半桥正反激变换器样机在不同功率下的效率表。本表格数据的是固定输入220 VDC,改变负载的大小的情况下得出的。可以看出输出功率较小时,变换器难以实现软开关,所以变换器效率较低;随着负载慢慢加重,变换器效率明显升高,在输出功率70 W时变换器效率可达到93%再加大功率;此时,再次加重负载提升输出功率,由于变压器铜损和电路自身线损影响,整体效率反而有所下降。具体效率表现情况如图10所示。

6. 结束语

本文提出了一种不对称半桥正反激组合式DC/DC变换器,对变换器工作模态、数量关系进行了分析研究,并通过样机对理论分析进行验证。分析过程中与多处有源钳位正反激DC/DC变换器进行比较 [10] [11] 。

Figure 7. Input and output waveforms of the converter

图7. 变换器的输入输出电压波形

Figure 8. Soft switching waveforms of the converter

图8. 变换器的软开关实现波形<

Figure 9. Waveforms of primary side current ip and soft switching waveforms of Q2

图9. 原边电流ip及Q2软开关波形

Figure 10. Efficiency chart

图10. 效率曲线图

最后得到结论:不对称半桥正反激DC/DC变换器,可利用自身结构特点实现软开关、工作效率高、开关管应力小,更加适用于高压输入,低压大电流输出的应用场合。

文章引用: 张 涛 , 苏建徽 , 于 翔 , 郭仕林 (2017) 一种不对称半桥正反激DC/DC变换器。 电气工程, 5, 286-294. doi: 10.12677/JEE.2017.54035

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